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    公开号:WO1984003565A1
    申请号:PCT/CH1984/000033
    申请日:1984-03-01
    公开日:1984-09-13
    发明作者:Jacques J Troesch
    申请人:Jacques J Troesch；
    IPC主号:G01R19-00
    专利说明:
    [0001] Messverfahren für ein elektrisches Signal, serie-parallel- gegengekoppelter Messkreis sowie Verwendung des Verfahrens oder des Messkreises zur Messung von Spannungsquellen mit höchstohmigen Innenimpedanzen
    [0002] Die vorliegende Erfindung betrifft- ein Messverfahren für ein elektrisches Signal mit Hilfe eines serie-parallel- gegengekoppelten Kreises, der einen Eingangsverstärker mit vorgeschalteter Schwingkapazität umfasst, deren Ladung durch das zu messende Signal beeinflusst wird, wobei man die schwingungsbedingte Wechselspannung der Schwingkapazität misst, demoduliert zu einem amplituden¬ abhängigen Signal und ein davon abhängiges Signal an den Eingang rückführt sowie einen serieparallel gegenge- koppelten Messkreis und eine Verwendung des Verfahrens oder des Messkreises zur Messung von Spannungsquellen mit höchstohmigen Innenimpedanzen.
    [0003] Stand der Technik Serie-parallel gegengekoppelte Messverstärkerkreise sind bekannt. Darunter fällt beispielsweise der als Folger geschaltete Operationsverstärker, bei welchem die Ausgangsspannung der Eingangsspannung gegengekoppelt wird. In Fig. 1 ist das Blockschema eines als Folger geschalteten Verstärkers dargestellt. Das zu messende Signal W als Führungsgrösse, wird dem positiven Eingang des Verstärkers 1 zugeführt, das Ausgangssignal X, als Regelgrösse, dadurch der Führungsgrösse W gegengekoppelt, dass der Ausgangsanschluss auf den negativen Eingang des Verstärkers 1 rückgeführt ist. Die Verstärkung des Verstärkers 1 ist mit +A bezeichnet. Betrachtet man die Eingangsimpedanzverhältnisse, die sich der Führungs¬ signalquelle W darbieten, so ist ersichtlich, dass er¬ stens die Cσmmon-mode-Impedanz Z in Rechnung zu stel¬ len ist, zweitens die differentielle Eingangsimpedanz Z . Aus dem entsprechenden Eingangs-Ersatzschaltbild von Fig. 2 ist ersichtlich, dass, da lediglich die Re¬ geldifferenz des Kreises über der differentiellen Ein¬ gangsimpedanz Z liegt, diese vernachlässigbar ist, nicht jedoch die Common-mode-Impedanz Z . Die mit einer solchen Schaltung maximal erreichbare Eingangsimpe¬ danz ist somit die Common-mode-Impedanz Z , die sich, für tiefste Frequenzen, üblicherweise bei Operationsver- stärkern in der Grössenordnung von 10 12Ω resp. 1T Ω bewegt. Im übrigen ist es bekannt, dass der Eingangsstrom des Verstärkers 1 gemäss Fig. 1 in die Führungssignalquel¬ le W einfliesst. Führungssignalquellen mit extrem hochoh- migen Innenimpedanzen, wie mit rein kapazitiver Innenimpe¬ danz, können mit dieser Anordnung nicht ausgemessen werden. Es ist ja bekannt, dass die Eingangsströme von als Folger geschalteten Operationsverstärkern gerade so gemessen werden, dass eine Kapazität zwischen Masse und positivem Eingang geschaltet wird und aus dem Spannungsanstieg am Ausgang X pro Zeiteinheit auf den auf die Kapazität fliessenden Strom geschlossen wird. Um vorerst das Prinzip der Serie-Parallel-Gegenkopplung für die Erhöhung der Eingangsimpedanz eines Messverstär¬ kerkreises voll auszunützen, muss das Eingangsersatz- Schaltbild, wie in Fig. 3 dargestellt, ausgelegt werden. Die Eingangsimpedanz Z h des Messverstärkerkreises er- scheint nun in Serie zur Führungs-Signalquelle W und Regelgrössenquelle X.
    [0004] In den Fig. 4a und 4b sind die beiden Konfigurationen als Blockschaltbild dargestellt, in Fig. 4a ist die Führungssignalquelle W potentialfrei zugeschaltet, in Fig. 4b die Regelgrösse X.
    [0005] Es sind verschiedene Vorschläge gemacht worden, das Prinzip gemäss den Fig. 3 und 4 für Messverstärkerkreise mit extrem hoher Eingangsimpedanz zu realisieren. Hier¬ zu sei beispielsweise auf "applications of operational amplifiers" aus "Burr-Bro n,' Electronics Series, McGraw-Hill, 1973", Seite 42 hingewiesen, wo die auszu- messende Spannungsquelle die Führungssignalquelle, zwischen invertierendem Eingang und Ausgang eines Ope¬ rationsverstärkers geschaltet wird.. Der nicht invertie¬ rende Eingang wird beispielsweise auf Masse geschaltet. Bei dieser Anordnung ist die von der Führungssignalquelle her gesehene Eingangsimpedanz durch die Impedanz zwi¬ schen Eingang und Ausgang des Operationsverstärkers gegeben. Eine weitere Realisierung dieses Prinzips zum Erhalt von Messverstärkerkreisen mit extrem hoher Ein¬ gangsimpedanz aus in "Rev. of Scientific Instr. , Vol. 51 (1980) Feb. , No. 2, New York" bekannt geworden. Unter dem Titel "Curcuit for the measurement of surface Potential changes by the static capacitor method" wird hier prinzipiell die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 4a realisiert. Da mit diesem Prinzip extrem hohe Eingangs- impedanzen erzielbar sind - die Eingangsimpedanz des
    [0006] Verstärkers wird durch die Verstärkung des offenen Regel¬ kreises hochtransformiert - wird es damit möglich, Span¬ nungsquellen mit höchsten Innenimpedanzen, im Extrem kapazitive Gleichspannungsquellen, auszumessen. Diese Methode, als "static capacitor method" bezeichnet, wird hier verwendet, um Potentialänderungen bei der Adsorption von Gasen an Metallfolien zu erfassen. Der in diesem Artikel verwendete Schaltungsaufbau ist prinzipiell in Fig. 5 dargestellt. Die auszumessende Signalquelle W ist über die Innenimpedanz der Quelle Z - auf einen als nicht invertierender Verstärker geschalteten Operations¬ verstärker 3 geschaltet, dessen Ausgang über einen Regler auf den Eingang rückgeführt ist. Die Regelgrösse X wird ausgewertet. Die Innenimpedanz der Führungssignalquelle W ist praktisch rein kapazitiv. Der Nachteil dieser
    [0007] Schaltung ist nun darin zu sehen, dass durch die Innen¬ impedanz Zl-_J und die Common-mode-Impedanz Z m-xΑ.. des Opera- tionsverstärkers 3 ein Spannungsteiler entsteht. Unter Berücksichtigung, dass die Innenimpedanz Z bei tiefen Frequenzen wesentlich grösser wird als die Common-mode- Impedanz Z des Operationsverstärkers 3, handelt es sich doch bei Zt__r um eine Vakuumskapazität, so ist er- sichtlich, dass zum Erzielen einer guten Folgegenauig¬ keit der Regelgrösse X mit Bezug auf die Führungsgrösse W, die Verstärkung des Operationsverstärkers 3 und des nachgeschalteten Reglers" diese Abschwächung kompensie¬ ren muss. Diesbetreffend vorteilhafter ist das in Fig. 6 darge¬ stellte Schaltungsprinzip, bei welchem als Eingangs¬ verstärker 5 ein Operationsverstärker in invertieren¬ der Schaltungskonfiguration verwendet wird. Dieses Prinzip ist in der PCT-Anmeldung, veröffentlicht unter der Nummer WO 82/02775 desselben Anmelders wie der vorliegendenAnmeldung, beschrieben. Grundsätzlich können die anhand der Fig. 3 bis 6 dargestellten Ver¬ fahren ein sehr gutes dynamisches Verhalten aufweisen," indem die vorgesehenen Regler so ausgelegt werden kön¬ nen, dass der offene Regelkreis auch bei hohen Frequenzen noch eine hohe Verstärkung aufweist. Zudem weisen .Mess¬ kreise, gemäss den Fig. 3 bis 6 aufgebaut, extrem hohe * Eingangsimpedanzen auf. So wird insbesondere gemäss Fig. 6 die Eingangsimpedanz Z , bei der Ausmessung höchst- ohmiger Spannungsquellen direkt die Quelleninnenimpedanz mit der Verstärkung des offenen Regelkreises hochtrans- formiert, was, wenn es sich bei Z S_j um eine reine Kapa- zität handelt, zu extrem hohen DC-Eingangsimpedanzen des Messkreises führt.
    [0008] Das bereits oben angetönte zweite Problem wird jedoch durch diese bekannten Messverfahren nicht gelöst, näm¬ lich dass der,in den Fig. 4a bis 6 eingezeichnet, als Störgrösse,wirkende Eingangsstrom I Δ des Eingangsverstär- kers nach Massgabe der Verstärkung des offenen Regel¬ kreises praktisch vollständig auf die Quellen-Innen¬ impedanz Z_ fliesst. Dies verhindert, dass derartige Kreise zur Langzeitausmessung derart hochohmiger Span- nungsquellen eingesetzt werden können. Handelt es sich bei der Impedanz Z_ um eine hochwertige Kapazität, praktisch also C_, so bewirkt der Störstrom I eine Drift der Regelgrösse X gemäss dem Störstromzeitintegral.
    [0009] Ein vollständig anderer Ansatz zur Realisierung höchst- ohmiger und praktisch driftfreier Messkreise ist unter dem Begriff -"vibrating capacitor method" bekannt. Ins¬ besondere ist es aus "Le Journal de physique et le radium, bd. 16, aoύt-septembre 1955, pages 695-703", unter dem Titel "l'έlectrometre ä condensateur vibrant" bekannt, einen Schwingkapazitäts erstärker serie-parallel gegenzukoppeln. Durch die Serie-Parallel-Gegenkopplung wird der hier vorgeschlagene Messkreis ebenfalls extrem hochohmig. Die Wechselspannung an der Schwingkapazität, in ihrer Amplitude durch das auszumessende Signal modu¬ liert, entsprechend der auf die Schwingkapazität aufge¬ brachten Ladung, wird mittels eines AC-gekoppelten Ver¬ stärkers abgegriffen, phasengerecht amplitudendemoduliert und dem zu messenden Signal gegengekoppelt. Wie in die- ser Schrift ausgeführt, wird' als Verstärker ein relativ schmalbandiger selektiver Verstärker verwendet und die amplitudendemodulierte Spannung vor ihrer Rückführung mittels eines Tiefpassfilters gefiltert. Während mit einem solchen Verfahren, wegen der AC-Kopplung, der Einfluss von DC-Verstärker-Eingangsströmen praktisch verschwindet, ist ein solches Messverfahren relativ langsam. Dies deshalb, weil durch Vorsehen des selek¬ tiven Verstärkers höhere Modulationsfrequenzen abge¬ schnitten werden, zusätzlich noch durch den Tiefpass- fi-lter am Ausgang der Demodulations-Einheit. In der in dieser Schrift dargestellten Realisationsform wird der Messkreis zur Strommessung verwendet, indem die durch einen zu messenden Strom über einer Eingangs¬ impedanz bewirkte Spannung ermittelt wird. Diese Ein- gangsi pedanz, ein Hochohmwiderstand von 10 12Ω resp. allenfalls eine Kapazität, wird zwischen dem nicht auf
    [0010] Erde geschalteten Anschluss der Schwingkapazität und dem rückgeführten Ausgang der Amplituden-Demodulations- einheit geschaltet. Ein zu messender konstanter Strom ergibt am Hochohmwiderstand eine konstante Spannung, die gemessen wird an einer als Eingangsimpedanz vorge¬ sehenen Kapazität, eine Spannungsrampe entsprechend dem Stromzeitintegral. Das Ausmessen extrem hochohmiger Spannungsquel-len, wie mit einer hochwertigen Kapazität als Innenimpedanz, ist mit dem Verfahren in der genann¬ ten Schrift nicht vorgesehen.
    [0011] Darstellung der Erfindung
    [0012] Die vorliegende Erfindung setzt sich nun zum Ziel, ein Messverfahren zu schaffen, mit welchem einerseits ein schnelles dynamisches Folgevermögen mit Bezug auf ein • Messignal erzielt wird, anderseits dank Erzielen einer extrem hohen Eingangsimpedanz die Messignalquelle prak¬ tisch unbelastet bleibt und vom Messkreis her praktisch nicht gleichstrombeaufschlagt wird, ein Verfahren also, womit es möglich wird, die genannten hochohmigen Span¬ nungsquellen auch in Langzeitmessungen zu messen.
    [0013] Ausgehend vom Verfahren eingangs genannter Art wird dies nun dadurch erreicht, dass man ein vom Strom durch die Schwingkapazität abhängiges Signal mit einem vom ladungsabhängigen, demodulierten Signal abhängigen Signal überlagert, dem zu messenden Signal gegenkoppelt.
    [0014] Dadurch, dass nicht nur wie bei der bekannten "vibrating capacitor"-Methode ein von der auf die Schwingkapazi¬ tät aufgebrachten Ladung abhängiges Signal dem Mess¬ signal gegengekoppelt wird, sondern, dazu überlagert, ein vom Strom durch besagte Kapazität abhängiges, wird es möglich, das dynamische Verhalten des Messverfahrens gleich gut auszubilden, wie dies bei den Verfahren des Standes der Technik, wie anhand der Fig. 3 bis 6 erläu¬ tert worden ist, möglich ist, also z.B. bei "static- capacitor-Methoden". Betrachtet man nämlich die Schwing¬ kapazität generell als Uebertragungsglied im Regelkreis, so ist ersichtlich, dass zwischen eingangsseitig angeleg¬ ter Spannung und fliessendem Strom ein Differentialverhalten besteht, zwischen angelegter Spannung und aufgebrachter Ladung Proportionalverhalten, womit durch die erfindungs- gemässe' Ueberlagerung mit der Schwingkapazität grundsätz- lieh ein PD-Gliedrealisiert wird, bezüglich der über dieser Kapazität liegenden Spannung. Betrachtet man anderseits den die Schwingkapazität durchfliessenden Strom als Eingangsgrösse, so ergibt sich durch die erfindungsgemässe Ueberlagerung mit Bezug auf diese Stromeingangsgrösse Pl-Verhalten. Das schnelle dynamische Verhalten wird durch Gegenkopplung des strom¬ abhängigen Signalanteils sichergestellt. Zudem wird ersichtlich, dass bei einer Spannung als Eingangsgrösse zur Schwingkapazi at der ladungsabhängige Signalan- teil - also hier der Proportionalanteil - bereits vor weiteren Uebertragungsstrecken, eine grosse Verstärkung ergibt, bei einem Strom als Eingangsgrösse ebenso. indem das ladungsabhängige Signal als I-Anteil wirkt. Damit werden aber Störgrössen, die an Uebertragungs- strecken eingreifen, die der Schwingkapazität als erste Uebertragungsstrecke nachgeschaltet sind, aus- geregelt.
    [0015] Obwohl es durchaus möglich ist, das ladungsabhängige und das stromabhängige Signal vor ihrer Ueberlagerung erst je über entsprechend dimensionierte Uebertragungs- glieder zu führen, wird vorgeschlagen, dass man das ladungsabhängige, demodulierte Signal als Stromsignal dem Strom durch die Schwingkapazität überlagert. Damit wird der mit Bezug auf die Schwingkapazität ausgangs- seitige Strom - da die Ladung auf der Schwingkapazität dem Stromintegral entspricht - mit seinem Zeitinte¬ gral verstärkt.
    [0016] Im weiteren wird das ladungsabhängige Signal vorzugs¬ weise wechselspannungsseitig vor der Demodulation ver- stärkt. Damit wird, mit der Wechselspannungsverstärkung, ohne Einführung von weiteren DC-Störgrössen ein P- resp. I-Anteil hoher DC-Verstärkung realisiert.
    [0017] Dadurch, dass man ohne Berücksichtigung der Zeitvarianz der Schwingkapazität den Regelkreis, ohne Ueberlagerung mit dem ladungsabhängigen Signal, für wenigstens nahezu 1:1 Folgeverhalten mit Bezug auf das zu messende Signal auslegt, wird ein schnelles dynamisches Folgeverhalten des' Kreises erzielt. Wird dabei der Regelkeis für wenig- stens nahzu 1:1 Folgeverhalten auch mit Bezug auf Signale mit der Schwingfrequenz der Schwingkapazität ausgelegt. so erreicht man, dass, immer noch ohne Erstellung der Ueberlagerung mit dem ladungsabhängigen Signal, am Aus¬ gang des Regelkreises direkt und im Verhältnis 1 :1 das durch die Kapazitätsschwingung erzeugte Wechselsignal
    [0018] 5 erscheint. Dann wird bevorzugterweise das ladungsab- hängige Wechselsignal am gegengekoppelten Regelgrössen- ausgang des Regelkreises abgegriffen. M.a.W. wird der bereits für gutes Folgeverhalten ausgelegte Regelkreis, der lediglich auf dem Prinzip der Kapazitäts-Strommes-
    [0019] 10 sung arbeitet, auch dazu verwendet, die Ladung auf der Schwingkapazität zu messen.
    [0020] Vorzugsweise wird weiter als Eingangsverstärker ein Ladungsverstärker mit der Schwingkapazität, mindestens
    [0021] "•5 als Teil der Eingangskapazität, eingesetzt. Dies ent¬ spricht prinzipiell" der Schaltung gemäss dem bekann¬ ten Verfahren von Fig. 6. Damit wird die Eingangsimpe¬ danz des Messkreises vornehmlich bestimmt durch die um die Verstärkung des offenen Regelkreises erhöhte
    [0022] 20 Impedanz der Schwingkapazität. Unter Berücksichtigung dass die Schwingkapazität als Luft- oder Vakuum-Kapa¬ zität ausgebildet werden kann, ist ersichtlich, dass die Kreis-EingangsImpedanz extrem hoch wird. Beim Ein¬ satz des genannten Ladungsverstärkers wird man das vom 5 ladungsabhängigen Signal abhängige Signal als Strom¬ signal einem Stromsummationspunkt des Ladungsver¬ starkers zuführen.
    [0023] Bekannterweise ist es an einer Schwingkondensator- ° anordnung sehr schwierig und aufwendig, eine Wechsel- Spannung zu realisieren, deren Amplitude genau dann 0 wird, wenn die extern aufgebrachte Ladung ebenfalls 0 ist. Dies kann die verschiedensten Gründe haben. Einerseits ist es bekannt, dass auch Schwingkapazitäts- platten aus gleichem Metall, wegen der unterschiedlichen Austrittspotentiale auch ohne externe Ladungszufuhr auf unterschiedlichem Potential liegen, was zu einer Wechselspannungsamplitüde ungleich Null führt, ander¬ seits ist die Schwingkapazitätsanordnung als Anordnung bewegter Leiter auch im Umfeld elektrostatischer Fel¬ der angeordnet, beispielsweise wegen der Gleichspannungs¬ speisung des Eingangsverstärkers. Zudem kann kaum ver¬ hindert' werden, dass bei der Demodulation, trotz nach¬ folgender Filterung, Signale mit der Modulations- frequenz, phasenverschoben, mit ebensolchen Signalen über der Schwingkapazität gemischt werden, womit dann die Schwingkapazität als Mischer gleichfrequenter Signa¬ le, zu einer DC-Stromquelle wird. Es wird deshalb/ weil diese Einflussgrössen nur sehr schwer separierbar sind und ebenso schwer einzeln eliminierbar, vorgeschlagen, die verbleibenden Störgrösseneinflüsse durch Einkopplung eines Wechselfeldes an den Eingang des Kreises zu kom¬ pensieren, mit einer der Kapazitätsschwingung entspre¬ chenden Frequenz. Dies ist sehr einfach dadurch mög- lieh, dass im Bereich des Kreiseinganges diesbezüglich auf Abstand ein Stromleiter durchgezogen wird, welcher mit einem Wechselstrom der angegebenen Frequenz beauf¬ schlagt wird. Durch leichte Phasen- und/oder Amplitu¬ denveränderung dieses Wechselstromes ist ein praktisch idealer, stabiler Abgleich möglich. An dieser Stelle soll bereits auf einen weiteren Vor¬ teil des erfindungsgemässen Verfahrens hingewiesen werden. Hierzu sei nochmals auf Fig. 6 verwiesen. Wird, wie vorgeschlagen, eingangsseitig zum Verstärker 5, als Ladungsverstärker konfiguriert,die Schwingkapazität in Serie zur auszumessenden Quelle geschaltet, so wird eine Spannung, die sich vor Schliessen des Regelkreises auf der Schwingkapazität aufgebaut hat, nach Schliessen des Regelkreises praktisch vollständig abgebaut. Dies ist dann ein ganz wesentlicher Vorteil, wenn eine kapazitive Gleichspannungsquelle ausgemessen werden soll. Wird letztere nämlich in den noch nicht geschlossenen Kreis eingeschaltet, bei dem z.B. die Rückkopplungs¬ kapazität des Ladungsverstärkers noch kurzgeschlossen ist, so entlädt sich die Spannungsquelle auf ihre eigene Innenimpedanz und die seriegeschaϊtete Schwingkapazität. Da die Schwingkapazität in den meisten Fällen kleiner ausgelegt werden kann als die Innenkapazität der Quelle, wird praktisch die gesamte Quellenspannung über der Schwingkapazität liegen. Bei Schliessen des Regelkrei¬ ses wird diese Spannung auf der Schwingkapazität rasch ausgeregelt, durch Erscheinen eines hohen Wechselsignal. Der dadurch bewirkte Stromstoss durch die Signalquelle und die Schwingkapazität reduziert die Spannung auf der Schwingkapazität zu nahezu Null, wobei die durch den Stromstoss von der Schwingkapazität abgeführte La¬ dung, wegen der Serieschaltung, auch der Ladung ent¬ spricht, die auf die Quelleninnenkapazität aufgebracht wurde. Somit wird die Messung der eigentlichen Quellen- spannung möglich, ohne dass letztere sich vorgängig bleibend hätte signifikant auf ihre Innenkapazität ent¬ laden können. Im weiteren wird ein serie-parallel gegengekoppelter Messkreis mit einem Eingangsverstärker mit vorge¬ schalteter Schwingkapazität vorgeschlagen sowie nach¬ geschalteter Demodulationseinheit für das schwing- kapazität-bewirkte Wechselsignal, wobei ein vom Aus¬ gangssignal der Demodulationseinheit abhängiges Signal auf den Eingang des Messkreises wirkt.
    [0024] Erfindungsgemäss zeichnet sich dieser Kreis dadurch aus, dass eine Ueberlagerungseinheit für ein vom Strom durch die Schwingkapazität und das domodulierte schwing- kapazitätsladungs-abhängige Signal vorgesehen ist, de¬ ren Ausgang an den Messkreiseingang mit Bezug auf ein zu messendes Signal gegengekoppelt ist.
    [0025] Vorzugsweise wird als Eingangsverstärker ein Ladungs¬ verstärker mit der Schwingkapazität, mindestens als Teil der Eingangsimpedanz", vorgesehen.
    [0026] Dann wird als Ueberlagerungseinheit vorzugsweise ein Stromadditionsknoten am Ladungsverstärkereingang ein¬ gesetzt.
    [0027] Vorzugsweise wird die Uebertragungsstrecke von Schwing- kapazität bis Regelgrössenausgang des Kreises ohne Zu¬ führung des schwingkapazitäts-ladungsabhängigen Signals bereits mit hoher Verstärkung ausgelegt, mindestens bis zur Anregungsfrequenz der Schwingkapazität.
    [0028] Damit erscheint das ladungsabhängige Signal als Wech¬ selsignalanteil am Ausgang des nun geschlossenen Regel- kreises. Die Schwingkapazität wirkt mit Bezug auf die über ihr liegende Spannung als Amplitudenmodulator. Vorzugsweise wird dem Regelgrössenausgang des Kreises ein Wechselspannungsvertärker nachgeschaltet, dessen Ausgang auf die Demodulationseinheit geführt ist, letztere zur Amplitudenmodulation.
    [0029] Es hat sich nun gezeigt, dass die Demodulation auf verschiedene Arten durchgeführt werden kann, beispiels- weise durch Einsatz eines Analogmultiplikators, woran das am Regelgrössenausgang abgegriffene Wechselsignal mit einem gleichfrequenten, phaseneinstellbaren Refe¬ renz-Wechselsignal multipliziert wird. Da jedoch, wie bereits erwähnt worden ist, die Spannung über der Schwingkapazität auf praktisch Null ausgeregelt wird, zeigt es sich, dass weniger die Amplitudeninformation von Bedeutung ist, als dass vielmehr eine Regelung mit Bezug auf die Phase zwischen abgegriffener Wechsel¬ spannung und' Referenzwechselspannung einsetzt, d.h. die Phase zwischen Referenz und abgegriffenem Signal
    [0030] TΓ wird" auf r geregelt. Aus dieser Erkenntnis, nämlich dass bei genügender Verstärkung des abgegriffenen Wech¬ selsignalanteils auf Phasenlage zwischen Schwingkapa- zitätsspannung und Referenzwechselspannung geregelt wird, wird vorzugsweise dem Regelgrössenausgang über ein Hochpassfilter ein Pulsformer nachgeschaltet, dessen Ausgangssignal der Demodulationseinheit zugeführt ist, wobei letztere eine EX-OR-Einheit umfasst, deren einem Eingang besagtes Ausgangssignal, deren anderem Eingang ein Phasenreferenzsignal zugeführt ist, und dass der Ausgang der' EX-OR-Einheit ein bipolares DC- Signal umschaltet. Auf diese Art und Weise wird lediglich die Phaseninformation von Schwingkapazitäts-
    [0031]
    Wechselsignal mit Bezug auf ein Phasenreferenzsignal ausgewertet, und beispielsweise mit einem Analogschalter, entsprechend der relativen Phasenverschiebung besagter Signale +/-DC-Signale umgeschaltet. Der durch das Umschal- ten der bipolaren DC-Signale erzeugte DC-Anteil ist dann das dem vom Strom durch die Schwingkapazität ab¬ hängigen Signal überlagerte, schwingkapazitätsladungs- abhängige Signal.
    [0032] Um eine extrem gute Entkopplung des Messkreises von Anregungssignalen für die Schwingkapazität zu erzie¬ len, wird weiter vorgeschlagen, dass die Schwing¬ kapazität über eine schwingende Luftsäule angeregt wird. Vorzugsweise wird dies so realisiert, dass eine Platte der Schwingkapazität auf einer Schwingmembrane montiert ist, die über einen Luftleiter, wie ein Rohr, von einem abgelegenen Schwingungsgeber, wie einem elektromagneti¬ schen Geber, angeregt ist. Als elektromagnetischer Geber kann beispielsweise ein Lautsprecher eingesetzt werden.
    [0033] Zum Abgleich eines verbleibenden Störgrösseneinflusses wird weiter vorgeschlagen, im Bereich des Eingangsver¬ stärkers einen Stromleiter durchzuführen, der mit einem Wechselstrom der Schwingkapazität-Anregungsfrequenz beaufschlagt ist.
    [0034] Das vorgeschlagene Verfahren sowie der vorgeschlagene serie-parallel gegengekoppelte Messkreis eignen sich vorzüglich zur Messung von Spannungsquellen mit höchst- ohmigen Innenimpedanzen, wie' von k'apazitiven DC-Span- nungsquellen. Als solche Quellen sind beispielsweise Kontaktspannungen an hochisolierenden Stoffen, wie hochpoly eren Isolatoren, z.B. Teflon, zu' ennen. •^ÜREA Kurzbeschreibung der Figuren
    [0035] Die Erfindung wird anschliessend beispielsweise anhand von weiteren Figuren erläutert:
    [0036] Es zeigen:
    [0037] Fig. 7 ein Funktionsblockdiagraπ einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemässen Mess¬ kreises,
    [0038] Fig. 8a ein Regelkreis-Blockschaltbild des Mess¬ kreises gemäss Fig. 7,
    [0039] Fig. 8b ein Teil des Blockschaltbildes gemäss Fig. 8a, in anderer Darstellungsweise,
    [0040] Fig. 9 ein detaillierteres Funktionsblockdiagramm der Anordnung gemäss Fig. 7.
    [0041] Beschreibung der Einzelfiguren
    [0042] Gemäss Fig. 7 wird die auszumessende Führungssignal¬ quelle W mit ihrer rein kapazitiv dargestellten Innen¬ impedanz Z tj auf den Messverstärkerkreisr-Eingarig E ge- schaltet. Ein in invertierender Schaltungskonfiguration als Ladungsverstärker beschalteter Operationsverstärker 7 weist als Eingangsimpedanz eine abstandsmodulierbare Schwingkapazität C(t) auf und als Rückkopplungsimpedanz Z ebenfalls eine Kapazität. Dem Eingangsverstärker 7 ist ein nichtinvertierender PID-Regler nachgeschaltet, dessen Ausgang auf den zweiten Pol der auszumessenden
    [0043] Quelle, aus Führungssignalquelle W und Innenimpedanz Z„t_r bestehend, geführt ist. Die Schwingkapazität C(t) wurde als Luftkapazität realisiert, mit einer festen Platte und einer schwingenden Platte. Z.B. der Anschluss der schwingenden Platte ist auf den Verstärker 7 geführt. Die Schwingkapazität C(t) wird generell durch einen elektrisch mechanischen Wandler 9 in Schwingung ver¬ setzt. Eingangsseitig wird der elektromechanische Wandler 9 von einem Generator 11 mit der Frequenz f , angeregt. Elektromechanische Wandler, um die eine metallische Platte einer Schwingkapazität anzuregen, sind an sich bekannt. Eine bevorzugte Anregungsart soll, anhand von Fig. 9 noch beschrieben werden.
    [0044] Der Ausgang A des Messverstärkerkreises wird einer¬ seits zur Auswertung des Messignals abgegriffen, andererseits, gemäss Fig. 7, über ein. Bandpass¬ filter 13 , abgestimmt auf die Modulationsfrequenz f , sowie einen Wechselspannungsverstärker 15 auf den einen Eingang einer Demodulationseinheit 17 ge¬ führt. Hier wird somit der Demodulationseinheit das mit der Spannung U über der Schwingkapazität amplitudenmodulierte Signal der Trägerfrequenz f , zugeführt. Dem zweiten Eingang der Demodulationsein¬ heit 17 ist über ein vorzugsweise einstellbares Phasenglied 19 der Ausgang des Modulationsgenerators 11 als trägerfrequentes Referenzsignal zugeführt. Als
    [0045] Demodulationseinheit 17 zur AM-Demodulation kann dabei ein handelsüblicher Analogmultiplikator verwendet werden. Die Ausgangsspannung der Demodulationseinheit wird durch einen Hochohmwiderstand R in einen Strom gewandelt, der dem Stromsummationspunkt des Verstärkers 7 zugeführt ist.
    [0046] -^TΓ&E
    [0047] OMPI . -.. WIPO In Fig. 7 stellt die gestrichelt eingetragene Impedanz Z Zσσ ddiiee nniicchhtt vveerrnnaacchhllää,ssigbare Streuimpedanz des Ein- gangs E auf Masse dar.
    [0048] In Fig. 8a ist das Reglerblockdiagramm der Anordnung gemäss Fig. 7 dargestellt. Vorerst ist zu berück¬ sichtigen, dass der Regelkreis gemäss Fig. 7 ohne Ueberlagerung des Demodulationseinheits-Ausgang- Signales mit dem die Schwingkapazität C(t) durch- fliessenden Strom am Stromadditionsknoten des Ver¬ stärkers 7, d.h. bei Unterbrechung der Z führleitung, wie in Fig. 7 bei P angedeutet, durch entsprechende Dimensionierung der Frequenzgänge von Verstärker 7 und PID-Regler so ausgelegt wird, dass am Regelgrössenaus- gang A die Regelgrösse X möglichst exakt der Summe der Spannungen folgt, die an den Verstärkereingang des Verstärkers 7 angelegt ist. Die genannten Frequenz¬ gänge werden so ausgelegt, dass sowohl ein schnelles wie auch exaktes Folgeverhalten mit Bezug auf die ge- nannte Eingangsspannungs-Summe erfolgt. Die genannte Summe setzt sich zusammen aus der Führungsgrösse W und der Spannung U über der Schwingkapazität C(t) .
    [0049] Am Ausgang A des Messkreises, immer noch bei unter- brochener Zuführung bei P, erscheint somit erstens das
    [0050] Führungssignal W, zweitens ein durch den Störstrom Iz bewirkter,mit dessen Zeitintegral mit der Zeit an¬ steigenderSpannungsanteil, entsprechend dem Integral des Stromes I an der Schwingkapazität C(t) und der Innenimpedanz Z__r der auszumessenden Quelle, und drittens ein Wechselspannungssignal der Frequenz f ,, dessen Amplitude mit der über der Schwingkapazität C(t) liegenden Spannung moduliert ist. Durch die Demodulation an der Demodulationseinheit 17 wird ausgangsseitig besagter Einheit eine Spannung er¬ halten, die proportional zu der über der Schwing- kapazität C(t) vorherrschenden Spannung ist. Durch den Hochohmwiderstand R wird somit ein Strom an den Eingang des Verstärkers 7 eingeführt, der, wie erwähnt, proportional zu der über der Schwingkapa¬ zität C(t) liegenden Spannung Uv ist, d.h. propor- tional zur Ladung auf der Schwingkapazität. Dies führt nun auf das Regelblockdiagramm gemäss Fig. 8a.
    [0051] Die Differenz von Führungsgrösse W und Regelgrösse X wird mit einer ersten Uebertragungsfunktion gemäss Block 21 in die Spannung über der Schwingkapazität
    [0052] C(t) , hier generell als Impedanz Z bezeichnet, also die Spannung U übertragen. Die Uebertragungsfunktion im Block 21 ergibt sich aus dem Spannungsteiler, einer¬ seits aus der Innenimpedanz Z __>, andererseits aus der Parallelschaltung der Streuimpedanz Z_ und der Impedanz Z der Schwingkapazität C(t) . Die über der Schwing¬ kapazität C(t) sich ergebende Spannung Uv wird einer¬ seits durch die Impedanz Z der Schwingkapazität in den die Schwingkapazität durchfliessenden Strom ge- wandelt, der gemäss Fig. 7 dem Stromsu mationsknoten des Verstärkers 7 zugeführt wird - virtuell auf Erdpotential - andererseits wird aber durch Abgreifen der der Spannung über der Schwingkapazität C(t) proportionalen Wechselspannung am Ausgang A des Messkreises, deren Demodulation und der Einkopplung eines dem Demodulationsresultat proportionalen Stromes über den Hochohmwiderstand R von Fig. 7 an den Strom- summationsknoten, diesem Punkt, wie in Fig. 8a er¬ sichtlich, ein zusätzlicher Strom zugeführt, der proportional ist zur Spannung U , die über der Schwing¬ kapazität C(t) liegt. Somit wird dem Stromsummations- knoten des Verstärkers 7 einerseits der Strom durch die Schwingkapazität C(t) zugeführt, anderseits ein Strom, der proportional zur Spannung über der Schwing¬ kapazität C(t) ist, also der proportional zur Ladung auf besagter Schwingkapazität ist.
    [0053] Die Uebertragungsfunktion im Block 22 von Fig. 8a zwischen Spannung U und Schwingkapazität durch- fliessendem Strom entspricht somit dem Kehrwert der Impedanz Z der Schwingkapazität C(t) , somit einem Differentiälglied, denn es gilt allgemein
    [0054] 1 „ s v
    [0055] _~ ~ R— mιt ^ τ als Streuwiderstand und T. =Ε C ,
    [0056] V v V v V weiter mit C als Mittelwert der Schwingkapazität C(t) .
    [0057] Die Uebertragungsfunktion im Block 23 ist ein Proportionalglied. Die Summe der dem Stromsummations¬ knoten des Verstärkers 7 gemäss Fig. 7 zugeführten Ströme wird wiederum gemäss Fig. 8a über einen weiteren Block 25 der Uebertragungsfunktion F_ (s) , entsprechend der Uebertragungsfunktion des mit Z gegengekoppelten Stromverstärkers 7 und an einem weiteren Block 27 mit der Uebertragungsfunktion F (s) , entsprechend der- jenigen des PID-Reglers von Fig. 7 verstärkt, der Ausgang A des Blockes 27 wird als Regelgrösse X vor¬ zeichenrichtig auf den Eingang rückgeführt.
    [0058] Die Wirkung der parallelen Blockstruktur in den Blöcken 22, 23 gemäss Fig. 8a wird nach einer formellen Umstrukturierung besser ersichtlich. Deshalb ist in Fig. 8b der Block 22 vor die Verzweigsteile der Parallelstruktur geschoben. Die Parallelstruktur ergibt sich damit aus einem Block 29 einerseits, mit Einheits-Uebertragungsfunktion für den die Schwing- kapazität C(t) von Fig. 7 durchfliessenden Strom, anderseits, parallel dazu, aus dem Block 23, dem Proportionalglied, und, in Serie dazu, einem weiteren Block 30 mit einer Uebertragungsfunktion entsprechend der Impedanz Zv der Schwingkapazität C(t) . Aus dieser Darstellung ist nun ersichtlich, dass mit der er- findungsgemässen Parallelstruktur, an welcher dem •Verstärker 7 einerseits der die Schwingkapazität C(t) durchfliessende Strom zugeführt wird und zusätzlich, hierzu überlagert, ein Strom, der proportional ist zur Ladung auf der Schwingkapazität C(t) , ein Block 32, hoher Verstärkung geschaffen wird. Dabei ist zu be¬ rücksichtigen, dass sich, ohne Ueberlagerung des ladungsproportionalen Stromes, also bei Unterbruch bei P von Fig. 7, die Parallelstruktur 32 auf die Einheits- Uebertragungsfunktion in Block 29 reduziert.
    [0059] In der Darstellung gemäss Fig. 8b mit der Eingangs¬ grösse i , d.h. dem die Schwingkapazität C(t). durch- fliessenden Strom als Eingangsgrösse zum Block 32, ergibt sich dieser Block 32 zu einem PI-Glied, sehr hoher Gleichstromverstärkung, unter Berücksichtigung, dass die Impedanz Zv der Schwingkapazität C(t) der¬ jenigen einer sehr hochwertigen Kapazität entspricht. Damit wird aber ersichtlich, dass die Störgrösse I , wie in den Fig. 8a und 8b eingetragen, beispielsweise entsprechend dem Eingangsstrom des Verstärkers 7 erst nach dem Block 32 hoher Verstärkung eingreift, und
    [0060] O P1 weiter, dass diese Störgrösse I am Kreis von Fig. 7 mit geschlossener Rückführung bei P praktisch vollstän¬ dig ausgeregelt wird.
    [0061] In Fig. 9 ist schematisch eine bevorzugte Realisations¬ form des Kreises gemäss Fig. 7 dargestellt. An den bei¬ den Eingangsklemmen E , E„ des Kreises wird die auszu¬ messende reale Quelle, mit der idealen Spannungsquelle W als Führungssignalquelle und der Innenimpedanz Z_ aufgeschaltet." Der Eingang E1 ist mit Bezug auf Masse, wie bei 34 dargestellt, hochisoliert auf die eine Platte 36 der Schwingkapazität C(t) geführt. Die zweite Platte 38 der Schwingkapazität C(t) ist mit einem hochisolieren¬ den Sockel 40 auf einer an ihrem Umfang gelagerten Kreis- membrane, beispielsweise einer Lautsprechermembrane 42, gelagert. Die Membrane 42 liegt am Ausgang eines sich konisch erweiternden Rohres 44, mit einem Schlauch- anschluss 46, über welchen ein flexibler Schlauch 48 gestülpt ist, dessen zweiter Anschluss 49 über ein An- passtück 51 auf einen Lautsprecher 53 geführt ist.
    [0062] Der Schlauch 48 kann dabei relativ lang, beispielsweise 1m lang" sein. Durch Anregung des Lautsprechers 53 wird die Luftsäule im Schlauch 48 in Schwingung versetzt und regt via Membrane 42 die schwingende Platte 38 der Schwingkapazität C(t) an. Dabei ist jedoch eine optimale Entkopplung zwischen elektromagnetischer Lautsprecher¬ anregung und Eingang des Messkreises resp. der Schwing- kapazitätsanordnung sichergestellt. Die schwingende Platte 38 der Schwingkapazität C(t) ist über eine flexi¬ ble Litze 55 auf den Stromsummationsknoten des Verstär- kers 7 geführt, dessen Rückkopplungsimpedanz lediglich aus einem hochisolierenden Reed-Schalter 57 besteht, der, geöffnet, eine kleine Kapazität C„ darstellt resp.
    [0063] Z.., unter Berücksichtigung des Schalter-Isolationswider- K Standes. Der Ausgang des Verstärkers 7 ist auf den PID- Regler 59 geführt, dessen Ausgang, dem Ausgang A von Fig. 7 entsprechend, auf die Eingangsklemme E_ rückge¬ führt ist. Dem Ausgang A des PID-Reglers 59 ist nun im Unterschied zu Fig. 7 kein Bandpass-, sondern ein Hochpassfilter 61 zugeschaltet, dessen Verstärkung ober¬ halb seiner Grenzfrequenz wesentlich grösser als 1 ist. Als Grenzfrequenz wird vorzugsweise die Anregungsfre¬ quenz f , der Schwingkapazität C(t) gewählt. Durch Vorsehen eines Hochpassfilters 61 , anstelle eines Band- passfilters 13, gemäss Fig. 7, werden alle Frequenzen oberhalb der' Anregungsfrequenz f . übertragen, nach den Gesetzen der Amplitudenmodulation somit alle Fre¬ quenzanteile der über der Schwingkapazität C(t) liegenden Spannung U . Der Ausgang des verstärkenden Hochpassfil- ters 61 wird über einen transformatorischen Uebertrager 63 auf den Eingang eines Nulldurchgangkomparators 65 geführt. Der Uebertrager 63 sorgt, für eine perfekte DC Entkopplung zwischen Ausgang, des Hochpassfilters 61 und Eingang des Komparators 65. Der Komparator 65 gibt somit an seinem Ausgang einen Impulszug ab, der Frequenz f ,, mit einer vorgegebenen Pulsamplitude, beispielsweise auf TTL-Niveau. Seine Phasenlage ent¬ spricht bis auf eine übertragungsstreckenbedingte feste Verschiebung derjenigen der Schwingkapazitäts-Wechsel- spannung. Dieses Pulssignal wird einem EX-OR-Tor 67 zugeschaltet. An den zweiten Eingang des EX-OR-Tores 67 wird ein Demodulations-Phasenreferenzsignal zuge¬ führt. Ein Generator 69 regt einerseits mit einem sinus¬ förmigen Signal der Frequenz f , den Lautsprecher 53 und damit die Schwingkapazität C(t) an und gibt über ein vorzugsweise einstellbares Phasenglied 19 den Re- frenzphasen-Impulszug, vorzugsweise mit TTL-Amplitude und mit einer Frequenz f , an das EX-OR-Tor ab. Der Ausgang des EX-OR-Tores 67 schaltet einen Umschalter 71 um, zwischen DC-Spannungssignalwerten U , U_ glei- eher Amplitude und umgekehrter Polarität. Diese Spannungs¬ werte U+ und U_ werden vorzugsweise durch zwei einstell¬ bare Spannungsquellen 73 erzeugt. Der Ausgang des Um¬ schalters 71 wird auf einen Tiefpassfilter 75 geführt, dessen Ausgang über den Hochohmwiderstand R dem Strom- Summationspunkt des Verstärkers 7 zugeführt ist. Die Phase Ψ am Phasenglied 19 wird so eingestellt, dass bei offener Rückführung entsprechend Unterbruch bei P von Fig. 7, die beiden Eingangssignale zum EX-OR- Tor 67" in Phase resp. in Gegenphase sind. Durch Vorsehen des Hochpasses 61 anstelle eines Bandpasses ist die Auslegung des Tiefpasses 75 von der Stabilität her be¬ trachtet, weniger eingeschränkt.
    [0064] Vom Generator 69 wird über eine Leitung 77 das sinus- förmige Lautsprecher-Anregungssignal über ein Verstär¬ ker-Abschwächerglied 79 und ein weiteres, vorzugsweise einstellbares Phasenglied 81 , weiter ein Widerstandsele¬ ment R1 , in einen Strom iKOMP gewandelt, mit der Frequenz f A , der im Bereich des Eingangs zum Verstärker 7 durch- geführt wird. Vermutlich vornehmlich durch induktive Einkopplung ergibt sich damit die Möglichkeit, mit Ampli¬ tude und/oder Phase des Stromes i„ KU_.M..J„r noch verbleibende
    [0065] Störgrösseneinflüsse am Messkreis zu kompensieren. Der¬ artige Störgrössen können sein:
    [0066] Eine Potentialdifferenz zwischen den Platten des Schwingkondensators, die unabhängig von extern aufge¬ brachter Ladung ist und sich aus unterschiedlichen Kontaktpotentialen zwischen den Platten und der da- zwischenliegenden Luft ergibt.
    [0067] Kleine Wechselströme, die am Eingang des Verstärkers 7 dadurch entstehen, dass die bewegte Kapazitäts¬ platte 38 als bewegter Leiter zu betrachten ist, der sich in" einem felderfüllten Raum bewegt, z.B. wegen der Speisungszuführungen zum Verstärker 7.
    [0068] Ueber den Hochohmwiderstand R rückgeführte, nicht vollständig ausgefilterte Wechselstromkomponenten der Frequenz f ', die an der Schwingkapazität mit Schwingkapazität-Wechselsignalen gemischt werden.
    [0069] Mit einem Messverstärkerkreis gemäss Fig. 9 wurden vor¬ erst ohne Abgleich mit dem Wechselstrom i„»M„ , bei der Ausmessung von Signalquellen mit einer Innenimpe¬ danz:
    [0070] RG s 103TΩ C_. _ 5PF
    [0071] eine über 24 Stunden gemessene Drift von ca. 100 mV er¬ zielt, was einem Reststrom in der Grössenordnung von '
    [0072] -*§∑RE
    [0073] OMPI_
    [0074] ^St 10aA entspricht. Derartige Resultate waren jedoch nur nach sehr zeitaufwendigen Veränderungen der geometri¬ schen Verhältnisse von Kapazitätsplatten, Abschirmungen etc. am Eingang des Verstärkers möglich sowie der Plat- tenoberflächen. Auf Anhieb waren die Resultate um ca. einen Faktor 10 schlechter. Mit dem Abgleich mittels des Wechselstromes iKOMP sind hingegen auf Anhieb und ohne weiteres reproduzierbar, Resultate erzielbar, die einem Reststrom in der genannten Grössenordnung und
    [0075] —17 ° besser entsprechen, also unter 10 A. Der geometrische
    [0076] Aufbau der Schwingkapazität is dann unkritisch, was z.B. die Plattenparallelität anbelangt, kritisch bleibt jedoch vermutlich der" Isolationswiderstand der Durchfüh¬ rung 34. Diese Durchführung 34 gemäss Fig. 9 wurde aus *5 Saphir hergestellt. - - -
    [0077] Wie aus der Betrachtung von Fig. 8a ersichtlich, wird die über der Schwingkapazität C(t) liegende Spannung U bis auf einen sehr kleinen Wert ausgeregelt. Dies führt zu dem nachfolgend zu beschreibenden, sehr vor¬ teilhaften Phänomen:"
    [0078] Wird die auszumessende reale Quelle mit der Führungs¬ quelle W und der Innenimpedanz Z" " bei kurzgeschlossener Gegenkopplungsimpedanz Z in den Kreis, durch Einstecken an den Anschlüssen E.. und Ε, eingeschaltet, so lädt die Führungssignalquelle W die seriegeschalteten Kapa¬ zitäten der Innenimpedanz Z und der Schwingkapazität C(t) auf. Wegen der Serieschaltung dieser beiden Impe- danzen fliesst dabei auf beide Impedanzen dieselbe La- düng auf. Wird, wie dies ohne weiteres möglich ist, der Ruhewert der Schwingkapazität C(t) wesentlich kleiner gewählt als der Kapazitätswert der Innen¬ impedanz Z_, so liegt mithin in diesem Zustand prak- tisch die gesamte Spannung W über der Schwingkapa¬ zität C(t) . Wird, nun durch Oeffnen des Rückkopplungs¬ schalters am Ladungsverstärker der Messkreis in Betrieb gesetzt, so wird die über der Schwingkapazität C(t) liegende Spannung rasch auf einen kleinen Wert reduziert. Durch diesen Spannungs- resp. Ladungsabbau und wegen der Serieschaltung der beiden Impedanzen Z G_ und C(t) wird dabei auch die Spannung auf der Innenimpedanz Z G_, die sich vorgängig zum Oeffnen des Schalters 57 von Fig. 9 dort aufgebaut hat", rasch wieder abgebaut. Da- mit ergibt sich aber die Möglichkeit, die auszumessende Quelle ohne weitere Massnahmen an den Anschlüssen E. , E_ in den Kreis einzuschalten, dann den Rückkopplungs¬ schalter 57, entsprechend Z , zu öffnen und es erscheint am Ausgang A die praktisch unverfälschte Spannungsgrösse entsprechend W. Damit wird es möglich, nicht nur das dynamische Verhalten der Führungssignalquelle W zu messen, sondern auch mit recht guter Genauigkeit ihren Absolut¬ wert.
    [0079] Gewerbliche Verwertbarkeit
    [0080] Das vorgeschlagene Verfahren und der vorgeschlagene Messkreis können grundsätzlich überall dort eingesetzt werden, wo es gilt, Spannungsquellen auszumessen, welche extrem hohe Innenimpedanzen aufweisen, deren Innen- impedanzen z.B. hochwertige Kapazitäten sind, d.h. bei denen die eigentliche Spannungsquelle galvanisch nicht abgegriffen werden kann.'
    权利要求:
    ClaimsPatentansprüche:
    1. Messverfahren für ein elektrisches Signal mit Hilfe eines serie-parallel-gegengekoppel- ten Kreises, der einen Eingangsverstärker (7) mit vorgeschalteter Schwingkapazität (C(t) , 36, 38) umfasst, deren Ladung durch das zu messende Signal (W) beeinflusst" wird", wobei man die sc wingungsbe¬ dingte Wechselspannung der Schwingkapazität (C(t), 36,' 38) misst, demoduliert zu einem amplituden¬ abhängigen Signal und ein davon abhängiges Signal an den Eingang rückführt, dadurch gekennzeichnet, dass man ein vom Strom durch die Schwingkapazität (C(t), 36, 38) abhängiges Signal mit einem vom ladungsab¬ hängigen, demodulierten Signal abhängigen Signal überlagert, dem zu messenden Signal (W) gegenkop¬ pelt (X) .
    2. Messverfahren nach Anspruch 1, dadurch' gekennzeichnet, dass man das ladungsabhängige,demodulierte Signal als Stromsignal dem Strom durch die Schwingkapazität (C(t), 36, 38) überlagert.
    3. Messverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass man das ladungsabhängige Signal wechselspannungssei- tig vor der Demodulation verstärkt.
    4. Messverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass man ohne Berücksichtigung der Zeitvarianz der Schwingkapazität, den offenen Regelkreis ohne Ueberlagerung mit dem ladungsabhängigen Signal, für wenigstens nahezu 1:1 Folgeverhalten mit Bezug auf das zu messende Signal (W) auslegt.
    5. Messverfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet", dass man den Regelkreis für wenigstens nahezu 1:1 Fol¬ geverhalten mit Bezug auf Signale mit der Schwing¬ frequenz (f ,) der Schwingkapazität (C(t), 36, 38) auslegt.
    6. Messverfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet", dass man das ladungsabhängige Wechselspannungssignal am gegengekoppelten Regelgrössenausgang (A) des Regelkreises abgreift".
    7. Messverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass man als Eingangsverstärker einen Ladungsverstärker (7) mit der Schwingkapazität (C(t), 36, 38) minde¬ stens als Teil (C_., C<t)) der Eingangskapazität einsetzt.
    8. Messverfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass man das vom ladungsabhängigen Signal abhängige
    Signal als Stromsignal einem Stromsummationspunkt des Ladungsverstärkers zuführt.
    OMPI
    9. Messverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass man verbleibende Störgrösseneinflüsse durch Ein¬ kopplung eines Wechselfeldes an den Eingang des Kreises kompensiert, mit der der Kapazitäts¬ schwingung entsprechenden Frequenz (f ,).
    10. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis mit einem Eingangsverstärker (7) , mit" vorgeschalteter Schwing- kapazität (C(t) , 36, 38) sowie nachgeschalteter
    Demodulationseinheit (13, 15, 17; 61, 63, 65, 67, 73, 71, 75) .für das schwingkapazität-bewirkte Wechselsignal, wobei ein vom Ausgangssignal der Demodulationseinheit abhängiges Signal auf den Eingang des Messkreises wirkt, dadurch gekennzeichnet, dass eine Ueberlagerungseinheit (Sumationspunkt von 7) für ein vom Strom durch die Schwingkapazität (C(t), 36, 38) und das demodulierte, schwingkapazitäts- ladungsabhängige Signal vorgesehen ist, deren Aus¬ gang an den Messkreiseingang mit Bezug auf ein zu messendes Signal (W) gegengekoppelt ist.
    11. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach An- spruc 10, " dadurch" gekennzeichnet, dass der Eingangsverstärker ein Ladungsverstärker (7) mit der Schwingkapazität (C(t)) mindestens als Teil der EingangsImpedanz ist.
    12. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Ueberlagerungseinheit ein Stromadditionsknoten am Ladungsverstärkereingang ist.
    13. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Uebertragungsstrecke von Schwingkapazität bis Regelgrössenausgang (A) des Kreises, ohne Zuführung des schwingkapazitäts-ladungsabhängigen Signals, bereits hohe Verstärkung aufweist, minde¬ stens bis zur Anregungsfrequenz (f ,) der Schwing- kapazität (C(t), 36, 38).
    14. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach Ansp uch 13, dadurch gekennzeichnet, dass dem Regelgrössenausgang (A) ein Wechselspannungs¬ verstärker (15, 61) nachgeschaltet ist, dessen Ausgang auf die Demodulationseinheit (17) ge- • führt ist.
    15. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass dem Regelgrössenausgang (A) über ein Hochpassfil¬ ter (61) ein Pulsformer (65) nachgeschaltet ist, dessen Ausgangssignal der Demodulationseinheit zugeführt ist, wobei letztere eine EX-OR-Einheit (67) umfasst, deren einem Eingang besagtes Aus¬ gangssignal, deren anderem Eingang ein Phasen¬ referenzsignal zugeführt ist, und dass der Ausgang der EX-OR-Einheit (67) ein bipolares DC- Signal (73) umschaltet.
    16. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Schwingkapazität über eine schwingende Luft¬ säule (53, 48, 42) angeregt wird.
    17. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach
    Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die eine Platte (38) der Schwingkapazität auf einer Schwingmembrane (42) montiert ist, die über einen Luftleiter (48) von einem abgelegenen
    Schwingungsgeber (53) , wie einem elektromagnetischen
    Geber, angeregt ist.
    18. Serie-parallel-gegengekoppelter Messkreis nach einem der Ansprüche 10 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass zum Abgleich eines verbleibenden Störgrössen- einflusses, im Bereich des Eingangsverstärkers (7) ein Stromleiter (77) durchgeführt ist, der mit einem Wechselstrom (i„-. -,) der Schwing- kapazitätsanregungsfrequenz (f ) beaufschlagt ist.
    19. Verwendung des Verfahrens nach einem der An¬ sprüche 1 bis 9, oder des Messkreises nach einem der Ansprüche 10 bis 18 zur Messung von Spannungsquellen mit höchstohmigen DC-Innen- impedanzen, wie von kapazitiven DC-Spannungs- quellen.
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    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    1984-09-13| AK| Designated states|Designated state(s): JP US |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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